Какие виды частотной коррекции оу

Коррекция операционных усилителей при работе с низкими коэффициентами усиления

В статье рассматриваются способы внешней компенсации нестабильности ОУ для работы с коэффициентом усиления до +2 на примере микросхемы ADA4895-2, устойчиво работающей при усилении более +9. Скорректированный внешними цепями ОУ ADA4895-2 имеет бóльшую скорость нарастания и меньшее время установления, чем эквивалентный усилитель с внутренней коррекций. Ниже будут представлены два метода коррекции и проанализированы преимущества и недостатки обеих схем.

ADA4895-2 принадлежит к тому же семейству, что и ОУ ADA4896-2, ADA4897-1, ADA4897-2. Это сдвоенный, малошумящий, быстродействующий ОУ с обратной связью по напряжению и rail-to-rail выходом. Усилитель устойчив при коэффициенте усиления 10 и более и имеет следующие характеристики:

• произведение коэффициента усиления на ширину полосы пропускания: 1.5 ГГц,
• скорость нарастания: 940 В/мкс,
• время установления: 26 нс (с точностью 0.1%),
• фликер-шум (1/f) на частоте 10 Гц: 2 нВ/√Гц,
• широкополосный шум: 1 нВ/√Гц,
• свободный от паразитных составляющих динамический диапазон: –72 дБн на частоте 2 МГц,
• напряжений питания: 3 … 10 В,
• ток покоя одного усилителя: 3 мА.

Первый метод (Рисунок 1) компенсации реализуется добавлением RC-цепочки (R_C= 29 Ом, C_C = 56 пФ) к инвертирующему входу усилителя и конденсатора (C_F = 5 пФ) параллельно резистору обратной связи. Коэффициент усиления шума ОУ в этой схеме равен +9 на высоких частотах и +2 на частотах ниже резонансной (1/2πR_CC_C = 100 MГц). Но, несмотря на то, что усиление шума на высоких частотах равно +9, суммарный выходной шум может быть небольшим благодаря тому, что высокочастотные составляющие подавляются выходным фильтром низких частот, образованным элементами R_O и C_L. Это позволяет использовать усилитель при коэффициенте усиления +2, сохраняя очень низкий уровень шумов на выходе (3.9 нВ/√Гц).

Конфигурация является масштабируемой и работоспособна при любом усилении от от +2 до +9. В Таблице 1 приведены номиналы компонентов и уровни широкополосного шума для каждого значения усиления.

Во втором методе (Рисунок 2) между инвертирующим и неинвертирующим входами ОУ включается резистор (R₁ = 28 Ом), что увеличивает коэффициент усиления шумов усилителя до +9. Поскольку разность потенциалов между выводами R₁ отсутствует, ток через резистор не течет, и входное сопротивление со стороны неинвертирующего входа остается высоким. Коэффициент усиления сигнала равен 1 + R_F/R_G, то есть +2. В схеме компенсации нет конденсаторов, поэтому ее параметры не зависят от частоты. Следовательно, по сравнению с первой схемой, широкополосный выходной шум на низких частотах всегда будет выше.

Эта схема, как и первая, может масштабироваться для любого усиления от +2 до +9. Соответствующие каждому коэффициенту усиления номиналы компонентов и уровни широкополосного шума приведены в Таблице 2.

Лекция 10. Частотная коррекция операционных усилителей.

Для того чтобы операционный усилитель был устойчив в широком диапазоне значений параметров цепей нагрузки и цепей отрицательной обратной связи, необходимо обеспечить однополюсной характер его АЧХ вплоть до частоты единичного усиления.

В многокаскадных ОУ количество полюсов не меньше количества используемых каскадов.

Введение частотной коррекции Миллера (*) приводит к удалению основного f_p2 и неосновного f_p1 полюсов друг от друга (рис. 10.1). При этом, частота неосновного полюса f_p1 располагается выше частоты единичного усиления f₁. Кроме того, наличие запаса по фазе 60 и более требует выполнения соотношения

(10.1)

Рис. 10.1. Влияние коррекции Миллера на АЧХ двухкаскадного операционного усилителя

Ближайший к основному неосновной полюс (f_p1) после проведения частотной коррекции согласно выражению (10.1) является ограничивающим для частоты единичного усиления ОУ.

Частотная коррекция двухкаскадных оу

Перечень основных разновидностей частотной коррекции двухкаскадных ОУ с помощью емкости Миллера приведен в табл. 10.1.

Т а б л и ц а 10.1. Основные методы частотной коррекции для двухкаскадных ОУ

Универсальный метод, оптимален для применения в низковольтных схемах ОУ, где ограничено использование каскода

Обеспечивает наименьшую частоту единичного усиления среди описываемых методов ( 0,4f_1max). Не имеет ограничений на максимальную крутизну выходного каскада

Применима в каскодных двухкаскадных ОУ с относительно небольшим диапазоном выходных токов

Обеспечивает наибольшую частоту единичного усиления (f_1max) среди описываемых методов, однако имеет определенные ограничения на крутизну выходного каскада

Вложенная каскодная коррекция Миллера (*) (ВККМ)

Применима в универсальных каскодных двухкаскадных ОУ

Обеспечивает несколько меньшую частоту единичного усиления, чем ККМ ( 0,8F₁), однако возможно устранить ограничение на крутизну выходного каскада

Коррекция Миллера

На рис. 10.2 показано упрощенное схемотехническое представление коррекции Миллера двухкаскадного ОУ с помощью емкости C_М, включенной между выходами каскадов.

Рис. 10.2. Упрощенная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

Рис. 10.3. Малосигнальная эквивалентная схема двухкаскадного ОУ с коррекцией Миллера

На эквивалентной схеме (рис. 10.3) C₂₃ и g₂₃ соответствуют входной емкости и крутизне первого (входного) каскада; r₂₃ – выходное сопротивление первого каскада; С₁ – входная емкость второго (выходного) каскада (без учета цепей частотной коррекции); g₁ – эквивалентная крутизна выходного каскада.

В табл. 10.2 приведены частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера, которые оказывают наиболее существенное влияние на АЧХ и ФЧХ в интересующем диапазоне частот.

Т а б л и ц а 10.2. Частоты полюсов и нулей ОУ с коррекцией Миллера

Основной полюс, f (Гц)

Неосновной полюс, f (Гц)

Влияние нуля (см. табл. 3.20), которое проявляется в дополнительном фазовом сдвиге, особенно сильно при С_Н = C_М и ослабевает при С_Н >> C_М. Для частичной нейтрализации влияния нуля, последовательно с емкостью Миллера включают дополнительное сопротивление R_М (рис. 10.4).

Рис. 10.4. Включение сопротивления последовательно с емкостью Миллера в двухкаскадных ОУ с коррекцией Миллера

Операционные усилители. Часть 5: Частотно-зависимая обратная связь в ОУ. Активные фильтры и генераторы сигналов на ОУ

В предыдущей публикации цикла мы разобрали, как работают схемы на ОУ с нелинейными элементами в цепях обратной связи, научились производить с помощью ОУ операции умножения и деления, и узнали, как собрать на ОУ источник тока, напряжения, а также усилитель мощности.

В данной публикации цикла мы разберём работу ряда схем на ОУ с частотно-зависимой обратной связью и научимся собирать на ОУ активные фильтры и генераторы.

Для тех, кто присоединился недавно, сообщаю, что это пятая из семи публикаций цикла. Содержание публикаций со ссылками на них находится в конце статьи.

Частотно-зависимая обратная связь в ОУ

С частотно-зависимой обратной связью в ОУ мы впервые столкнулись при рассмотрении работы реальных ОУ «в динамике». Она интересовала нас в плане частотной коррекции передаточной характеристики для предотвращения генерации при работе ОУ в режиме усиления за счёт превращения отрицательной обратной связи в положительную из-за сдвига фаз.

Также мы имели дело с частотно-зависимой обратной связью, когда разбирали работу интегрирующего и дифференцирующего звеньев. Нас тогда интересовала не столько АЧХ, сколько реакция этих звеньев на воздействие единичного прямоугольного импульса.

По сути, интегрирующее звено на рисунке ниже имеет АЧХ фильтра низких частот (ФНЧ) 1-го порядка с частотой среза f_c = 1/2πRC. Сигнал с частотой ниже f_c передаётся на выход этого звена без затухания. Для частот выше f_c сигнал передаётся с затуханием 6 дБ/октава, т.е. ослабляется по уровню в два раза при повышении частоты в два раза.

Дифференцирующее звено является ФВЧ 1-го порядка с частотой среза f_c = 1/2πRC. Оно пропускает сигнал с частотой выше f_c без затухания. Сигнал с частотой ниже f_c передаётся с затуханием 6 дБ/октава.

Активные фильтры на ОУ

Фильтры применяются в электронике для выделения желательной составляющей спектра сигнала и/или подавления нежелательной.

Изначально фильтры строились из пассивных RLC-компонентов. Активные фильтры стали получать распространение с развитием полупроводниковой электроники. Активные фильтры проще в изготовлении, т.к. они не требуют применения «моточных» изделий. Однако, пассивные фильтры применяются до сих пор.

Расчёт фильтров обычно производится с применением полиномов Баттерворта, Чебышёва и Бесселя. Последнее время набирают популярность эллиптические фильтры.

Наиболее детально тема активных фильтров на ОУ разобрана в [3] в разделе «13. Активные фильтры» на стр. 185 – 226. Мы же разберём их работу на простом и понятном материале, изложенном в [5] в разделе главы 4 «3. Фильтры звуковых частот» на стр. 138 – 145, в части, касающейся схем на ОУ.

Как правило, активные RC-фильтры на ОУ собирают по схеме Саллена–Ки (Sallen–Key), которая действует как «источник напряжения, управляемый напряжением» (ИНУН, VCVS). Ниже приведена схема двухполюсного ФНЧ (ФНЧ второго порядка) подобного типа:

Если резисторы и конденсаторы поменять местами, получим двухполюсный ФВЧ:

Коэффициент передачи K определяется соотношением сопротивлений резисторов в цепи ООС. В зависимости от коэффициента передачи у фильтров по схеме Саллена–Ки изменяется АЧХ. Из таблицы на стр. 290 [2] мы видим, что при K = 1,586 звено имеет АЧХ фильтра Баттерворта, при K = 1,268 – фильтра Бесселя, а при K = 1,842 – Чебышёва с неравномерностью в полосе пропускания 0,5 дБ.

Фильтры по схеме Саллена–Ки с числом полюсов более двух ведут себя нестабильно. Повышение порядка достигается каскадным подключением двухполюсных фильтров. Нюансы такого каскадирования наглядно продемонстрированы Поляковым в [5] на рисунке ниже:

Как мы видим на иллюстрации, АЧХ шестиполюсного ФНЧ Чебышёва с частотой среза f_c = 2700 Гц формируется из АЧХ двухполюсного ФНЧ с частотой среза намного меньше f_c и K = 1 (обозначение «1» на графике), АЧХ двухполюсного ФНЧ с частотой среза меньше f_c и K = 1,4 (обозначение «2» на графике) и АЧХ двухполюсного ФНЧ с f_c = 2700 Гц и K = 1,6 (обозначение «3» на графике). Для снижения влияния неточности номиналов элементов схемы на АЧХ соотношение ёмкостей конденсаторов в каждом звене выбрано из расчёта один к трём. Номиналы резисторов подобраны из диапазона 10…100 кОм.

Из ФВЧ и ФНЧ с перекрывающимися полосами пропускания можно получить полосовой фильтр. Активный полосовой фильтр по схеме Саллена–Ки выглядит следующим образом:

Из формулы (22) видим, что коэффициент передачи K должен быть меньше трёх.

Гораздо лучшие результаты можно получить при применении в качестве активного полосового фильтра схемы биквадратного фильтра:

Подробней о биквадратных фильтрах написано в [2] на стр. 293 – 295 и в [1] на стр. 106 – 108.

Релаксационные генераторы на ОУ

Генератор – это устройство для производства периодически изменяющихся сигналов. Релаксационный генератор – это генератор, элементы которого не обладают резонансными свойствами.

Релаксационный генератор на ОУ можно получить, объединив схемы интегрирующего звена и триггера Шмитта в замкнутый контур:

Когда на выходе триггера Шмитта присутствует напряжение высокого уровня, конденсатор C1 заряжается до тех пор, пока напряжение на входе триггера Шмитта не станет меньше порога срабатывания, после чего конденсатор C1 начнёт разряжаться, пока напряжение на входе триггера Шмитта не станет больше порога срабатывания.

На выходе интегрирующего звена присутствует периодический сигнал треугольной формы, на выходе триггера Шмитта – меандр. Стабилитрон VD1 ограничивает амплитуду прямоугольного сигнала на выходе триггера Шмитта U_вых2 до значения напряжения стабилизации U_ст. Период автоколебаний T и амплитуду сигнала на выходе интегрирующего звена U_вых1 получаем по формулам:

Подобные схемы принято называть «функциональными генераторами», т.к. они производят на выходе сигналы разной формы.

Релаксационный генератор с выходным сигналом в виде меандра называется мультивибратором. Рассмотренную выше схему тоже можно использовать в качестве мультивибратора, но приведённая ниже схема проще:

RC-генераторы гармонических колебаний на ОУ

Синусоидальный сигнал на выходе звена на ОУ можно получить с помощью обработки сигнала треугольной формы активным фильтром низких частот, а также применением моста Вина:

▍ От автора

В публикации были рассмотрены примеры реализации активных фильтров и генераторов на ОУ. С развитием DSP (Digital Signal Processors) и методов DDS (Direct digital synthesis) тема может казаться неактуальной, однако, как появление активных фильтров не отменило применение в системах связи пассивных фильтров, так и промышленное производство цифровых синтезаторов частоты не отменяет применения аналоговых генераторов сигналов.

Следует заметить, что применение генераторов сигналов на ОУ всегда было ограничено. С одной стороны, наличием простых и надёжных интегральных таймеров семейства 555, а с другой — простыми и надёжными генераторами на транзисторах по схемам ёмкостной (индуктивной) «трёхточки».

В следующей публикации мы сосредоточимся на применении «реальных» ОУ в условиях реального мира: рассмотрим однополярное питание ОУ, работу ОУ в условиях помех, а также нюансы экранирования схем и каналов.

Данный цикл публикаций состоит из семи частей. Краткое содержание публикаций:

Какие виды частотной коррекции оу

Любая схема вносит задержку в сигнал, соответственно даже при постоянной задержке на высоких частотах сдвиг фазы будет приближаться к 180 градусам. Именно поэтому в ОУ вводят снижение усиления с ростом частоты.

Сборка печатных плат от $30 + БЕСПЛАТНАЯ доставка по всему миру + трафарет

да в общем то я самого начала вроде как правильно условия возбуждения перечислио , просто вы видать меня не так поняли. А что насчет сдвига по фазе на низких частотах с увеличением числа каскадов ? Сдвиг по фазе на высоких частотах из за емкости переходов транзистора наступает ведь ? Почему вообще пытаются сделать как можно меньше промежуточных каскадов ОУ ?

Денис я хотел сказать на 180 , просто ночью уже писал

Импульсные источники питания LM450/600-20Bxx производства компании MORNSUN представляют собой надежные ИП, подходящие для применения в суровых условиях эксплуатации. Особенностью источников питания этой серии является мощность, увеличенная до 450/600 Вт, что существенно расширяет спектр возможных применений. В ИП реализованы необходимые защитные функции, такие как защита от короткого замыкания выхода, перегрузки и превышения выходного напряжения. Изоляция «вход-выход» выдерживает напряжение до 4000 В и резкие перепады температур.

Обзор представленных в Компэл новых серий семейств DDRH и RSDH на DIN-рейку и на шасси для высоковольтных сетей постоянного тока с диапазоном входных напряжений от 150 до 1500 В. Могут применяться для станций зарядки электромобилей и электробусов, ж/д транспорта, систем хранения энергии, альтернативной энергетики, телекоммуникационных центров и центров обработки данных.

Всё равно не ясно как так приводить целы ОУ с несколькими каскадами к одному . Это понятно что однокаскадный не будет возбуждаться , но тут же ОУ . То есть та же ООС может превратиться и в ПОС при сдвиге по фазе выходного сигнала на 180 (для этого всегда нужно иметь запас по фазе) . Мало того чтобы по логарифмической шкале К ус уходил ниже 0 , ведь ещё есть условия возбуждения Ku*b >> 1 и сдвиг по фазе между входным и выходным сигналом 0 . Тогда есть имеем ООС с выхода на вход она будет положительной . Мне кажется можно сколько угодно каскадов иметь и не иметь условий для ПОС вместо ООС , так в чем же причина меньшего числа каскадов так и не понятно ?